专利名称：一种仪器测试电路的制作方法酒精、CO、H2S等各种气敏传感器、温湿度传感器等采用传统エ艺制备的传感器因为灵敏度低(一般只有10左右)、响应速度慢(一般10-60秒)，正被采用微纳米材料研制的各种高性能传感器以极高灵敏度(高达10万)、极快的响应速度(小于IOms)等无可比拟的优越特点取代，尤其是现代物联网技术的迅速发展，更是使这些物联网前端新型传感器件备受关注，需求大增，各级科研机构纷纷研制、改良各类传感器，然而他们却都是使用传统的传感器测量仪器进行测量、分析，而这些仪器已经不能适应现代微纳米传感器的特 点了。传统的传感器測量原理是采取电阻分压测量原理，即传感器与基准电阻串联分压，通过测量分压值来推算传感器电阻值。例如，普通高等院校机电类规划教材《检测与转换技术》第三版机械エ业出版社(书号ISBN 7-111-03106-7)，第八章第二节气敏传感器第五小节基本测试电路(217页)，其測量原理图如图3所示就是这种分压式测量原理，从图中可以通过公式计算传感器QM-N5的电阻Rs = UcR ノ Um-も(式中も是基准电阻，Uc是测试电压源，Uel是取样电压)。又如，甘肃科学学报《半导体气敏传感器及其阵列的检测技术研究》(2009)、仪表技术与传感器《基于ARM的高阻气敏传感器测试电路》(2006)等论文，河南上市公司汉威电子公司生产的“HW-C30A气体传感器测试仪”，也都是采取这种分压式原理测量的。这种方式的测量导致以下几大问题，并引起測量结果的极大误差一是动态測量结果精度低，分压的结果直接导致A/D转换的精度降低50%，而且现在的微纳米传感器灵敏度已经达到数千甚至数万倍，此方式的测量导致如此大的动态摆幅情况下顾头不顾尾，如反应前测量误差为1%，而反应灵敏度若为100则反应后的测量误差就高达1% * 100 = 100%，因此动态測量精度很低，远远低于所标称的满度的精度；ニ是微纳米传感器的电阻值范围极宽，大到千兆欧以上，用这种分压方式测量势必要选择上千兆的精密基准电阻，而常规精密电阻的范围限于2兆欧以下，这种大阻值的精密电阻实际上做不出来或者要采用极为昂贵材料和特殊エ艺制作，故无法实现测量；三是传感器測量电压的不确定性，而微纳传感器研究和测试时需要明确的测试电压，也就是说若使用5V电压测量时，实际加在传感器上的电压是个动态不确定值，而不是5V。从图3可知，可以导出传感器上的电压Us = Uc女RsARJRs)，显然加在传感器上的电压Us会随着传感器电阻反应前后的变化而大幅度变化，因此，利用这种电路测量的结果将直接误导微纳米传感器实验的研究结果和方向。此外，传统传感器测量仪器大多采取手エ换挡解决测量范围问题，显然手工换挡无法解决传感器电阻值在反应时大范围快速变化的測量换挡要求(因为反应速度很快)；业界偶尔也有采取自动换挡的，换挡的原理一般是采用继电器切換精密基准电阻(不用电子开关是因为其存在导通电阻而减低精度)，继电器固有的动作速度通常为IOms左右，若有8档，则可能需要试测8次、历时8女IOms = 80ms才能寻到需要的档位，限制了换挡速度。实际上要跟上微纳米传感器IOms的反应速度，測量速度至少应该在1ms，才能反映出其变化的细节。传感器和控制信号測量一般需要很低频信号和直流信号进行测量，因此，仪器测试电路的零点及其漂移问题也成为ー个关键性问题，而通常采取的方法是手工调整。目前如何有效、实用地解决仪器测试电路、放大器的零点及其漂移问题是ー个难题。由上可知，现有测量技术远远达不到现代微纳米传感器的研究要求。另外，传感器或其它电路、器件常常需要測量微小电压和微小电流信号，它们在测 量中同样需要动态测量精度问题、微小电压或电流的測量基准问题。本实用新型致カ于研制适用于现代微纳米传感器测量仪器的关键技术——现代微纳米传感器仪器测试电路。
图I是本实用新型的电路组成图。图2是本实用新型的ー个具体实施案例的电路图。图3是传统仪器测试电路图。图I是本实用新型的电路组成图，包括由待测电阻Rs、反馈电阻Rf、放大器ARl组成第一级反相放大器，所述待测电阻Rs的一端与所述反馈电阻Rf的一端连接到所述放大器ARl的反相输入端，所述反馈电阻Rf的另一端连接到所述放大器ARl的输出端。输入测试电压为Vt,则第一档的输出信号Vol = -Vt * Rf/Rs可知通过第一档测得的待测电阻Rs = Rf * (-Vt/Vol)[0037]这里待测电阻就是待测传感器的电阻。Vol将通过下面的双极性模数转换器获得数字量即所述测得数字信号，Vt是通过测试电压数字信号设置的模拟量，Rf为已知量，故可以计算出传感器的电阻值Rs。还包括若干级增益依次増加的档位放大器AR2，AR3，. . .，ARn和多路电子选择开关M13，所述放大器ARl的输出端为第一档的输出信号Vol，直接或间接连接到所述各级档位放大器AR2，AR3，. . .，ARn的输入端，且所述各级档位放大器AR2，AR3，. . .，ARn的输出端依次输出为第二档、第三档、.. 第n档的输出信号Vo2，Vo3,. . . Von，再分别连接到所述多路电子选择开关M13的多路输入端选择输出为一路测得双极性模拟信号VP。所述第二档位放大器AR2是在所述放大器ARl的基础上再放大且放大倍数为所述第二档与所述第一档的满档电阻值的比值，所述第三档位放大器AR3是在所述第二档位放大器AR2的基础上再放大且放大倍数为所述第三档与所述第二档的满档电阻值的比值，其余以此类推。满足这一规则的档位放大器的方案之一是各级放大器依次串联，也可以分组串联和并联(见以下具体实施例)。通常各个档位的比值是一定的，设为A，则第n档输出电压为Von = A(n_1) * Vol = A(n_1) * (-Vt * Rf/Rs)设第n档计算得到的待测电阻为Rs(n)，则Rs (n) = A(n_1) * Rf * (-Vt/Vol)还包括双极性模数转换器M12，其输入端连接到所述多路电子选择开关M13的选择输出的一路测得双极性模拟信号VP，并将其转换为测得数字信号。实际上VP等于以上各级档位放大器的输出信号Vol，Vo2，Vo3， . . Von。还包括嵌入式处理模块Mil，既连接到所述多路电子选择开关M13的选择控制端以实现所述的选择输出为一路测得双极性模拟信号VP ;又连接到所述双极性模数转换器M12控制端并获得所述测得数字信号。这里的双极性模拟信号VP包含了有用的測量信号和无用零点信号，而零点信号是放大器固有的特性，必然有正、有负，即是双极性的，而且是预先难以知晓的。自动校正零点技术是本实用新型提高和确保动态测量精度的关键技术之一。本实用新型的电路结构已经提供自动校正零点的所有条件，即测量前(Vt = 0)測量各个档位的输出值Vol Von，作为零点值记录在案，在正式测量时将所测得值减去(对于与有用信号反相的零点值为负值，实际上是加上零点的绝对值)该对应档位的零点值即可。还包括ー个由第一数模转换器M16和ー个放大器反向偏置电路M17组成的零点自动反偏电路，所述嵌入式处理模块Ml I连接所述第一数模转换器M16的控制线，所述第一数模转换器M16模拟输出端连接到所述放大器反向偏置电路M17输入端，由所述嵌入式处理模块Mll输出零点抵消数字信号并由所述第一数模转换器M16转换为双极性零点抵消模拟信号，再通过所述放大器反向偏置电路M17加入到所述档位放大器AR1，AR2，AR3，. . .，ARn中的ー个或多个放大器的输入端中，以抵消所述放大器的零点。通过以上自动校零和零点自动反偏技术彻底解决了仪器测试电路的零点及其漂移难题。还包括第二数模转换器M15和测试电压驱动放大器M16，所述第二数模转换器M15控制端连接到所述嵌入式处理模块M11，将所述嵌入式处理模块Mll输出的测试电压的数字信号转换为模拟电压信号，所述第二数模转换器M15模拟输出端连接到所述测试电压驱动放大器M16输入端，所述测试电压驱动放大器M16输出端输出测试电压信号Vt，并连接到所述待测电阻Rs的另一端。传感器测量时需要在其两端加上该测试电压Vt，才能反映出其特性的变化，而且出于研究分析需要，这个测试电压必须是在测量过程中不变的，还可以人为地进行设置，以观察分析在不同测试电压下反应特性。以上电路的测试电压Vt是由嵌入式模块Mll以数字方式控制的，因此用户可以根据需要任意设置。当然，将本实用新型的仪器测试电路用于测量电压和电流时则不需要提供Vt，而是在电阻Rs的这一端输入待测电压或电流信号。 所述双极性模数转换器M12是单芯片双极性模数转换器，或者由一模拟反相器、一选择开关和ー单极性模数转换器组成，所述模拟反相器连接到所述的一路测得双极性模拟信号VP，其输出端输出一路测得模拟反相信号VN，所述选择开关由所述嵌入式处理模块Mll控制，分时选择所述测得双极性模拟信号VP和测得模拟反相信号VN送到所述单极性模数转换器，以将双极性模拟信号转换为所述测得数字信号。后面的这个双极性模数转换器是单芯片双极性模数转换器的散件组装方式，主要是提供一种成本较低的双极性模数转换器方案，因为现有快速、单芯片双极性模数转换器的成本都较高。图2是本实用新型的ー个具体实施案例的电路图，以嵌入式处理器——单片机Ul为处理中心，Ul选择STC12C5A60S2，具有多路10位单极性模数转换器ADC，2路数模转换器PWM(DAC)，通用控制ロ线等，以+5V为工作电源电压和ADC、PWM(DAC)的基准电压。为了原理分析方便，我们仍然假设第二级及以后的档位放大器増益均设定为A = 8。第一级档位放大器由待测电阻Rs、反馈电阻Rf、运算放大器ARl组成反相放大器，第n级档位放大器由接地电阻Rnl、反馈电阻Rn2、运算放大器ARn组成同相放大器，输出信号为Von (n = 2，3，... 8)，如图2所示，为了减低放大器级联时的延时叠加效应和放大量精度的累计效应(即放大器级数越多累计精度越低)，按照每两级ー组并列输入后串接到下ー组(之所以不能各档单独作为ー级放大，是因为单级放大量太大时放大器很难稳定エ作)，因此每组的高ー级放大器的放大量应该为低ー级放大量的平方倍。U2是ー个8选ー模拟选择开关，采用⑶4051B，由单片机Ul的ロ线Pl. 2，Pl. 3，Pl. 4控制分时选择各个档位放大器的输出信号Vol Vo8为一双极性模拟信号VP送到单片机Ul的ADC0，同时也送到由输入电阻R1、反馈电阻R2和运算放大器AR9组成的模拟反相器，其输出为测得模拟反相信号VN送到单片机Ul的ADC1，通过单片机内置的选择开关选择VP或VN输入到内置的ADC，形成双极性模数转换器，以将双极性模拟信号转换为所述测得数字信号。其中R3、R4起限流保护作用。单片机通过内置的脉宽调制器PWMl输出并经过R8、C3低通滤波器组成了第二数模转换器，然后通过由电阻R9，RlO和运算放大器ARlO组成的测试电压驱动放大器输出测试电压信号Vt，加在待测电阻Rs左端。同时，为了去掉可能过大的零点电压，本实施例中还加入了零点自动反偏电路,单片机通过内置的脉宽调制器PWMO输出并经过Rll、C4组成的低通滤波器构成了第一数模转换器，通过R5，R6，R7形成放大器反向偏置电路，加入到第四档位放大器的反相输入电阻R41处以输入零偏电压Vz，后续的档位也将得到该零偏电压，并逐级放大。因为需要输入的零偏电压Vz很小，在毫伏以下，而PWM输出中间值为+5V/2 = +2. 5V，R5接-5V，幅度都很大，故R7可以很小，小到与R41相比可以忽略，从而不影响第四档位放大器的測量信号的放大量。其零点自动反偏电路的工作原理与前述的相同。此外，本实用新型的仪器测试电路不仅用于以上传感器的电阻测量，而且可以用于其它类型电阻值的测量，尤其是大阻值电阻的測量。也可以用于微小电流和微小电压的測量(此时测试电压无需加上)，此时在Rs左端输入电压或电流即可。当然微小电压或微小电流测量时Rs与Rf值可能需要选择与电阻测量不同的值，其中Rs采用固定电阻代替。測量微小电流时，可以选择输入漏电流在PA级以下的放大器，即可测量pA级以上的微小电流，測量方法除了不要测试电压外与以上电阻的相同。測量微小电压时，可以选择输入失调电压在UV级以下的放大器，且Rs和Rf可以选择较大的精密电阻如100K 2000K欧，即可測量UV级以上的微小电压，測量方法除了不要测试电压外与以上电阻的相同。显然，本领域的技术人员可以对本实用新型进行各种改动和变型而不脱离本实用新型的精神和范围。这样，倘若本实用新型的这些修改和变型属于本实用新型权利要求及其等同技术的范围之内，则本实用新型也意图包含这些改动和变型在内。尽管已描述了本实用新型的优选实施例，但本领域内的技术人员一旦得知了基本创造性概念，则可对这些实施例作出另外的变更和修改。所以，所附权利要求意欲解释为包括优选实施例以及落入本实用新型范围的所有变更和修改。以上所述仅为本实用新型的较佳实施例而已，并不用以限制本实用新型，凡在本实用新型的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本实用新型保护的范围之内。