专利名称：一种测量电路的制作方法酒精、CO、H2S等各种气敏传感器、温湿度传感器等采用传统工艺制备的传感器因为灵敏度低(一般只有10左右)、响应速度慢(一般10-60秒)，正被采用微纳米材料研制的各种高性能传感器以极高灵敏度(高达10万)、极快的响应速度(小于IOms)等无可比拟的优越特点取代，尤其是现代物联网技术的迅速发展，更是使这些物联网前端新型传感器件备受关注，需求大增，各级科研机构纷纷研制、改良各类传感器，然而他们却都是使用传统的传感器测量仪器进行测量、分析，而这些仪器已经不能适应现代微纳米传感器的特点了 ο传统的传感器测量原理是采取电阻分压测量原理，即传感器与基准电阻串联分压，通过测量分压值来推算传感器电阻值。例如，普通高等院校机电类规划教材《检测与转换技术》第三版机械工业出版社(书号ISBN 7-111-03106-7)，第八章第二节气敏传感器第五小节基本测试电路017页)，其测量原理图如图3所示就是这种分压式测量原理，从图中可以通过公式计算传感器QM-N5的电阻Rs = UcR^/Um-l(式中&是基准电阻，Uc是测试电压源，Uel是取样电压)。又如，甘肃科学学报《半导体气敏传感器及其阵列的检测技术研究》(2009)、仪表技术与传感器《基于ARM的高阻气敏传感器测试电路》Q006)等论文，河南上市公司汉威电子公司生产的“HW-C30A气体传感器测试仪”，也都是采取这种分压式原理测量的。这种方式的测量导致以下几大问题，并引起测量结果的极大误差一是动态测量结果精度低，分压的结果直接导致A/D转换的精度降低50%，而且现在的微纳米传感器灵敏度已经达到数千甚至数万倍，此方式的测量导致如此大的动态摆幅情况下顾头不顾尾，如反应前测量误差为1%，而反应灵敏度若为100则反应后的测量误差就高达* 100 = 100%，因此动态测量精度很低，远远低于所标称的满度的精度；二是微纳米传感器的电阻值范围极宽，大到千兆欧以上，用这种分压方式测量势必要选择上千兆的精密基准电阻，而常规精密电阻的范围限于2兆欧以下，这种大阻值的精密电阻实际上做不出来或者要采用极为昂贵材料和特殊工艺制作，故无法实现测量；三是传感器测量电压的不确定性，而微纳传感器研究和测试时需要明确的测试电压，也就是说若使用5V电压测量时，实际加在传感器上的电压是个动态不确定值，而不是 5V。从图3可知，可以导出传感器上的电压化=Uc女Rs/(RJRs)，显然加在传感器上的电压Us会随着传感器电阻反应前后的变化而大幅度变化，因此，利用这种电路测量的结果将直接误导微纳米传感器实验的研究结果和方向。此外，传统传感器测量仪器大多采取手工换挡解决测量范围问题，显然手工换挡无法解决传感器电阻值在反应时大范围快速变化的测量换挡要求(因为反应速度很快)； 业界偶尔也有采取自动换挡的，换挡的原理一般是采用继电器切换精密基准电阻(不用电子开关是因为其存在导通电阻而减低精度)，继电器固有的动作速度通常为IOms左右，若4有8档，则可能需要试测8次、历时8女IOms = 80ms才能寻到需要的档位，限制了换挡速度。实际上要跟上微纳米传感器IOms的反应速度，测量速度至少应该在1ms，才能反映出其变化的细节。传感器和控制信号测量一般需要很低频信号和直流信号进行测量，因此，测量电路的零点及其漂移问题也成为一个关键性问题，而通常采取的方法是手工调整。目前如何有效、实用地解决测量电路、放大器的零点及其漂移问题是一个难题。由上可知，现有测量技术远远达不到现代微纳米传感器的研究要求。另外，传感器或其它电路、器件常常需要测量微小电压和微小电流信号，它们在测量中同样需要动态测量精度问题、微小电压或电流的测量基准问题。本发明致力于研制适用于现代微纳米传感器测量仪器的关键技术——现代微纳米传感器测量电路。
鉴于上述，本发明提供一种并行快速档位、测量合理、结果准确、可靠的一种测量电路。一种测量电路，其特征在于包括由待测电阻Rs、反馈电阻Rf、放大器ARl组成第一级反相放大器，所述待测电阻Rs的一端与所述反馈电阻Rf的一端连接到所述放大器ARl的反相输入端，所述反馈电阻Rf的另一端连接到所述放大器ARl的输出端；还包括若干级增益依次增加的档位放大器AR2，AR3，. . .，ARn和多路电子选择开关M13，所述放大器ARl的输出端为第一档的输出信号Vol，直接或间接连接到所述各级档位放大器AR2，AR3，. . .，ARn的输入端，且所述各级档位放大器AR2，AR3，. . .，ARn的输出端依次输出为第二档、第三档、...第η档的输出信号Vol,Vo2, Vo3, · · · Von,再分别连接到所述多路电子选择开关M13的多路输入端选择输出为一路测得双极性模拟信号VP ；所述档位放大器AR2是在所述放大器ARl的基础上再放大且放大倍数为所述第二档与所述第一档的满档电阻值的比值，所述档位放大器AR3是在所述档位放大器AR2的基础上再放大且放大倍数为所述第三档与所述第二档的满档电阻值的比值，其余以此类推；还包括双极性模数转换器M12，其输入端连接到所述多路电子选择开关M13的选择输出的一路测得双极性模拟信号VP，并将其转换为测得数字信号；还包括嵌入式处理模块Mll，既连接到所述多路电子选择开关M13的选择控制端以实现所述的选择输出为一路测得双极性模拟信号VP ；又连接到所述双极性模数转换器 M12控制端并获得所述测得数字信号；还包括一个由第一数模转换器M16和一个放大器反向偏置电路M17组成的零点自动反偏电路，所述嵌入式处理模块Ml 1连接所述第一数模转换器M16的控制线，所述第一数模转换器M16模拟输出端连接到所述放大器反向偏置电路M17输入端，由所述嵌入式处理模块Mll输出零点抵消数字信号并由所述第一数模转换器M16转换为双极性零点抵消模拟信号，再通过所述放大器反向偏置电路M17加入到所述档位放大器AR1，AR2，AR3，. . . , ARn 中的一个或多个放大器的输入端中，以抵消所述放大器的零点；还包括第二数模转换器M15和测试电压驱动放大器M16，所述第二数模转换器M15控制端连接到所述嵌入式处理模块M11，将所述嵌入式处理模块Mll输出的测试电压的数字信号转换为模拟电压信号，所述第二数模转换器M15模拟输出端连接到所述测试电压驱动放大器M16输入端，所述测试电压驱动放大器M16输出端输出测试电压信号Vt，并连接到所述待测电阻Rs的另一端；所述双极性模数转换器M12是单芯片双极性模数转换器，或者由一模拟反相器、 一选择开关和一单极性模数转换器组成，所述模拟反相器连接到所述的一路测得双极性模拟信号VP，其输出端输出一路测得模拟反相信号VN，所述选择开关由所述嵌入式处理模块 Ml 1控制，分时选择所述测得双极性模拟信号VP和测得模拟反相信号VN送到所述单极性模数转换器，以将双极性模拟信号转换为所述测得数字信号。采用本发明提供的上述测量电路，具有以下十分显著的优点(1)快速自动换挡彻底解决了动态测量结果精度低问题和测量速度慢的问题，综合测量速度可以达到Ims以内，完全可以达到现代微纳米传感器超大动态范围、超快反应速度的要求；(2)测量大至上千兆欧传感器电阻时也不需要高阻值精密电阻，彻底解决精密基准电阻难题；(3)解决了传感器测量电压的不确定性问题，在测量中反应前后加在传感器上的电压始终不变。(4)通过自动校正零点技术和零点自动反偏技术彻底解决了测量电路的零点及其漂移难题。(5)以上优点，直接满足现代米传感器的研究与测量要求，这无疑对推动现代纳米传感器和物联网的研究具有深远的意义。(6)本发明的测量电路不仅用于以上传感器的电阻测量，而且可以用于其它类型电阻值的测量，尤其是大阻值电阻的测量，也可以由于微小电流和微小电压的测量(此时测试电压无需加上)。图1是本发明的电路组成图。图2是本发明的一个具体实施案例的电路图。图3是传统测量电路图。
差的影响。图2是本发明的一个具体实施案例的电路图，以嵌入式处理器——单片机Ul为处理中心，Ul选择STC12C5A60S2，具有多路10位单极性模数转换器ADC，2路数模转换器 PWM(DAC)，通用控制口线等，以+5V为工作电源电压和ADC、PWM(DAC)的基准电压。为了原理分析方便，我们仍然假设第二级及以后的档位放大器增益均设定为A = 8。第一级档位放大器由待测电阻Rs、反馈电阻Rf、运算放大器ARl组成反相放大器， 第η级档位放大器由接地电阻foil、反馈电阻foi2、运算放大器Afoi组成同相放大器，输出信号为Von (n = 2，3，. . . 8)，如图2所示，为了减低放大器级联时的延时叠加效应和放大量精度的累计效应(即放大器级数越多累计精度越低)，按照每两级一组并列输入后串接到下一组(之所以不能各档单独作为一级放大，是因为单级放大量太大时放大器很难稳定工作)，因此每组的高一级放大器的放大量应该为低一级放大量的平方倍。这样，最高档位放大器的信号延时=5 * 一个档位放大器的延时最高档位放大器的放大量精度=(1+4女2+2 ^ 1) ^电阻的精度=11女电阻的精度(包含了模拟反相器的2个电阻的精度的影响)若每级延迟为20 μ S，则最高档位放大器的信号延时为100 μ S.若放大器放大量相关的电阻(Rf，foil，foi2)的精度选择0. 01%则最高档位放大器的放大量精度=0. 11%。本案例中模数转换器分辨率为10位，即0. 1%，因此基本与档位放大器放大量的总精度相匹配。一旦选定模数转换器分辨率，系统的最高精度就此确定，至于以上放大器放大量的精度则可以通过校准而去掉其误差，办法前文已经说明。另外，由于以上各级放大量不大，是8或64，因此，举例来说，若设电阻Rf = 100 欧，foil = IK 欧(n = 2 8)，则 R22 = R42 = R62 = R82 = 8Κ 欧，R32 = R52 = R72 = 64Κ欧，这些电阻都在0.01%精密电阻容易生产的范围内。前已经说明，第八级档位放大器测量可以在精度为0.78%时测量的待测电阻值Rs= 1.618G欧。这样，测量超大阻值的精度不需要依赖于超大精密电阻了。U2是一个8选一模拟选择开关，采用⑶4051Β，由单片机Ul的口线Pl. 2，Pl. 3， Pl. 4控制分时选择各个档位放大器的输出信号Vol VoS为一双极性模拟信号VP送到单片机Ul的ADC0，同时也送到由输入电阻R1、反馈电阻R2和运算放大器AR9组成的模拟反相器，其输出为测得模拟反相信号VN送到单片机Ul的ADC1，通过单片机内置的选择开关选择VP或VN输入到内置的ADC，形成双极性模数转换器，以将双极性模拟信号转换为所述测得数字信号。其中R3、R4起限流保护作用。单片机通过内置的脉宽调制器PWMl输出并经过R8、C3低通滤波器组成了第二数模转换器，然后通过由电阻R9，RlO和运算放大器ARlO组成的测试电压驱动放大器输出测试电压信号Vt，加在待测电阻Rs左端。同时，为了去掉可能过大的零点电压，本实施例中还加入了零点自动反偏电路，单片机通过内置的脉宽调制器PWMO输出并经过Rll、C4组成的低通滤波器构成了第一数模转换器，通过R5，R6，R7形成放大器反向偏置电路，加入到第四档位放大器的反相输入电阻 R41处以输入零偏电压Vz，后续的档位也将得到该零偏电压，并逐级放大。因为需要输入的零偏电压Vz很小，在毫伏以下，而PWM输出中间值为+5V/2 = +2. 5V，R5接-5V，幅度都很大，故R7可以很小，小到与R41相比可以忽略，从而不影响第四档位放大器的测量信号的放大量。其零点自动反偏电路的工作原理与前述的相同。以下是零偏具体的计算公式零偏电路加入的零偏电压Vz Vz= (5/ (R6+R11) -5/R5) / (1/ (R6+R11) +1/R5+1/R7)加入零偏电压后各级输出Vo4 = 83 * (-Vt * Rf/Rs) -Vz * R42/R41 = 83 * (-Vt * Rf/Rs) -8° * Vz * 7Vo5 = 84 * (-Vt * Rf/Rs) -81 * Vz * 7Vo6 = 85 * (-Vt * Rf/Rs) _82 * Vz * 7Vo7 = 86 * (-Vt * Rf/Rs) _83 * Vz * 7Vo8 = 87 * (-Vt * Rf/Rs)-84 * Vz * 7本例中，Vo 1 Vo3与零偏电压Vz无关。此外，本发明的测量电路不仅用于以上传感器的电阻测量，而且可以用于其它类型电阻值的测量，尤其是大阻值电阻的测量。也可以用于微小电流和微小电压的测量(此时测试电压无需加上)，此时在Rs左端输入电压或电流即可。当然微小电压或微小电流测量时Rs与Rf值可能需要选择与电阻测量不同的值，其中Rs采用固定电阻代替。测量微小电流时，可以选择输入漏电流在pA级以下的放大器，即可测量pA级以上的微小电流，测量方法除了不要测试电压外与以上电阻的相同。测量微小电压时，可以选择输入失调电压在μ V级以下的放大器，且Rs和Rf可以选择较大的精密电阻如100K 2000K欧，即可测量μ V级以上的微小电压，测量方法除了不要测试电压外与以上电阻的相同。显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。尽管已描述了本发明的优选实施例，但本领域内的技术人员一旦得知了基本创造性概念，则可对这些实施例作出另外的变更和修改。所以，所附权利要求意欲解释为包括优选实施例以及落入本发明范围的所有变更和修改。以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明保护的范围之内。


一种测量电路，由待测电阻、反馈电阻、放大器组成的第一级反相放大器及多级档位放大器、多路电子选择开关、模数转换器、嵌入式处理模块和测试电压驱动放大器等组成，测试电压加在第一级反相放大器待测电阻端后再经多级档位放大器，并选择最佳档位放大器输出进行模数转换获得测量数据。本发明彻底解决了动态测量结果精度低问题和测量速度慢的问题，综合测量速度可达到1ms以内；测量千兆欧传感器电阻时只需普通阻值精密电阻，彻底解决精密基准电阻难题；解决了传感器上测量电压不确定性问题，反应前后加在传感器上的电压始终不变。因此本发明将直接满足现代米传感器的研究与测量要求，无疑对推动纳米传感器和物联网的研究具有深远的意义。