专利名称:感应电动机控制装置的制作方法本发明涉及一种感应电动机控制装置，更具体地说，本发明涉及能显著改善在低速运转下的感应电动机平稳度的一种感应电动机控制装置。普通的感应电动机利用具有一预定频率的电源而作为恒速的电动机，以及有利于牢固和廉价地用于各种用途。随着电子器件、微型计算机及软件的新近发展，可以得到以向量控制(后文称为激励器)为基础的一种具有宽变频范围的电源，作为驱动感应电动机用的电源。因而，感应电动机已被普遍地作为伺服电动机。以下的激励器根据以下的原理是向量控制的。利用转矩电流ilq，用以产生副磁通φ2的激磁电流即磁通分量电流ild，以及转差速度ωs给出了以下用于向量控制的基本公式i1q＝(L2/M)(T/φ2) (1)i1d＝｛φ2+(L2/R2)(dφ2/dt｝/M (2)ωs＝T(R2/φ22)＝(R2/L2)(i1q/i1d) (3)式中L2是副电感，M是互感，T是转矩，φ2是副磁通，以及R2是副电阻。在向量控制中，公式(1)和(3)中的转矩是给予向量控制装置的指令值，副磁通φ2则是预先给出的一个值。从公式(1)，(2)和(3)可以如下推导出转矩T＝(M2/R2)ωsi21d＝(M2/L2)i1di1q(4)当这样确定了转差速度ωs，转矩电流i1q和激磁电流i1d时，转差速度ωs，激磁电流i1d和转矩电流i1q被用来控制一种所谓变流器，从而将电力输送给感应电动机，使得能驱动感应电动机，以具备理想的特性。图1是表示为实现上述原理的转差频率向量控制装置的普通基本电路的方框图。参照图1，参考编号1表示速度控制放大器;2表示除法器;3表示常量装定器;4表示向量分析器;5表示乘法器;6表示变换器;7表示电流控制放大器;8表示电力变换器;9表示感应电动机;11表示速度传感器;12表示微分器;13，14，15和16均表示常量装定器;17表示除法器;18表示向量振荡器，以及19和20表示加法器。工作时，来自速度控制放大器1的输出信号作为一转矩指令T＊M来处理。除法器2将转矩指令T＊M除以副磁通指令φ＊2，以得到一个副q轴电流指令-i＊2q。常量装定器3将指令-i＊2q乘以L2/M，从而得出一个转矩电流分量指令i＊1q。磁通电流分量改令i＊1d是从副磁通指令φ＊2按如下方式推出的。为了补偿副磁通φ2偏离磁通电流分量i1d的基本滞后，通过由装定器15将副磁通指令φ＊2与1/M相乘得到的用以产生副磁通的一个电流，与用以迫使副磁通正比于通过微分器12以及装定器13和14的副磁通指令φ＊2的时间变化率的一个电流相加，以得到磁通分量电流指令i＊1d。
利用副磁量指令φ＊2和副q轴电流指令-i＊2q而计算出转差频率指令ω＊s。加法器20将来自速度传感器11的实际速度ωr与转差频率指令ω＊s相加，以得到一副磁通速度ω＊o，而且将副磁通速度ω＊o输入到向量振荡器18。因而，向量振荡器18产生表示副磁通预先位置θ＊o的一个单位向量
由转矩电流分量和磁通分量指令值确定的画在副磁通坐标系上的原电流向量i＊1(θ＊o)通过乘法器5与单位向量
相乘，因而被转换成固定坐标上的原电流向量i＊1。为了获得各相的电流指令值i＊u，i＊v和i＊w，三相地转换原电流向量i＊1，从而使电流控制环路控制电流控制放大器7和电力变换器8。
取决于瞬时电流变化的感应电动机转矩的瞬时变化可以受到控制。
可是，当感应电动机用作伺服电动机时，图1中所示的“转差频率向量控制装置”会出现以下的问题。当要实行例如机床精加工用的工作台进刀量的高精度控制时，需要伺服电动机在低速范围内平稳旋转，即很小的转速变化。为此，在感应电动机的运转过程中，必须产生一额定转矩。在感应电动机运转期间，如果感应电动机运转而产生转矩TL，转矩T必须基本上等于一稳定的，不变(无不规则)的负载转矩TL。换言之，如果关系式TG＝TL+△T成立，则必须将转矩波动△T减至最小。应该指出的是，引起转矩波动△T的原因是一磁动势，是由于相对于从激励器输送给感应电动机原绕组的原电流频率f1的空间和时间的谐波分量所造成的。
在用以产生具有简单3相矩形电压波的电能的一激励器中，电能包括相对于原频率f1的(6k±1)倍(k＝1，2，3……)的时间谐波分量。因此，在与感应电动机的转矩TG成正比的磁势波中，自然会产生6kf1频率的转矩波动分量。
随着电了器件(例如大规模集成电路和功率控制的半导体元件)、传感器(例如电流、速度和位置传感器)以及用于高精度、高速度数据处理的软件技术的新近发展，近年来在市场上已能买到能够在可变频率范围内供给具有近乎正弦波电能的激励器。
当将具有基本理想正弦波的原电流输送给感应电动机，并且感应电动机在原频率f1的宽范围内运转时，在较高的电动机转速范围内，转矩波动的主要分量的频率是2f1等。但当电动机转速减低时，2f1或诸如此类的分量就不那么显著。代之以一般出现的6kf1谐波分量。
图2是表示用转矩频谱传感器测得的感应电动机转矩频谱的曲线图，图3表示转矩传感器的固有频谱(15Hz和50Hz的倍数)。在图2的转矩频谱中，阴影线部分表示转矩频谱传感器的影响。
从图2显而易见，在2f1和6f1频率处，转矩波动值很大。除了矩形波外，这种现象在输出为正弦波时同样会发生。当将正弦波原电流供给感应电动机时，对于产生6kf1频率的转矩波动还没有给出适当的解释。对此也没有提出有效的防范措施。
然而，对于高精度伺服电动机来说，在近乎零速的6kf1频率下的谐波转矩分量△T是决定性的缺点。
本发明的一个目的是提供一种电动机控制装置，它能显著地减少对应于感应电动机原电流i1的频率f1的2f1和6f1谐波分量的转矩波动。
根据本发明的一种感应电动机控制装置包括检测由加到感应电动机原绕组的多相原电流所产生的旋转磁通的转动位置用的装置;用以贮存对应于周期地产生的转矩波动测量值且与磁通的转动位置相一致的校正值的存储装置，以接收来自检测磁通转动位置的检测装置的输出信号，以及输出贮存在存储装置内与转动位置相一致的校正值之一;通过从存储装置读出与磁通的转动位置相一致的校正值而产生校正电流用的装置;以及用以通过校正电流校正原电流，从而大大地减少感应电动机的转矩波动的装置。
图1是表示一种普通技术的方框图;
图2是表示普通感应电动机的转矩频谱测量结果的曲线图;
图3是表示用于图2测量的一种传感器的固有频谱的曲线图;
图4是表示原电流与其向量分量之间的关系图;
图5是说明感应电动机副磁通的波动用的图;
图6是根据本发明实施例的感应电动机控制电路的方框图;
图7是表示原电流与副磁通之间的关系图;
图8是表示超前补偿电路的线路图。
参照附图以介绍根据本发明实施例的一种感应电动机控制装置。
在详细说明之前，先介绍本发明所用的原理。
众所周知，感应电动机的原电流i1可以分解成如图4所示的激磁电流i1d和转矩电流i1q的向量分量。
实际上正如公式(2)所表示，感应电动机的副磁通φ2的密度是由激磁电流所决定的。即使所给的激磁电流恒定不变，由于电动机的电磁结构，副磁通φ2也不可能恒定不变。图5表示副磁通φ2的波动。正如图2和图3中所示，副磁通的波动周期为60°电角度或它的整数倍。这个周期是本发明人在研制感应电动机的过程中发现的。
如公式(4)所表示，转矩可由激磁电流i1d和转矩电流i1q所限定。本发明人是根据这样一个设想完成这个发明的，即为了减少转矩波动如果适当地控制激磁电流i1d和转矩电流i1q，就可以实现感应电动机在低速运转范围内的平稳转动。
参照图6现在就来介绍根据本发明实施例的感应电动机控制装置。与图1中相同的参考编号表示图6中相同的部分，其详细的描述也就略去。
所考虑的感应电动机的激磁电流指令i＊1d每改变一单位值，就用一适当的转矩波动传感器测量电动机转矩的转矩波动值。根据测量结果计算出在各转动位置θo上激磁电流△i1d与每安培激磁电流指令i＊1d之比△i1d/i＊1d。计算得到的值贮存在存储器21中对应于位置θo的地址内。
类似地，转矩电流指令i＊1q每改变一单位值，就测出对应的电动机转矩值。计算出在各转动θo上的转矩校正电流△i1q与每安培转矩电流指令i＊1q之比，并将计算得到的值贮存在存储器21中对应于位置θo的地址内。
参照图6，向量振荡器18的输出端连接到存储器21和乘法器5的输入端。通过把转动位置θo作为地址数据，将感应电动机旋转通量的瞬时转动位置θo贮存在存储器21中。从存储器21的一个输出端21a输出对应于输入的转动位置θo的激磁校正电流与每安培激磁电流指令i＊1d之比△i1d/i＊1d。类似地，从存储器21的一个输出端21b输出对应于输入的转动位置θo的转矩校正电流与每安培转矩电流指令i＊1d之比△i1q/i＊1q。
存储器21的输出端21b连接到乘法器25的一个输入端25a。乘法器25的另一个输入端25b连接到常量装定器3的输出端。乘法器25的输出端连接到加法器23的一个输入端。加法器23的另一输入端连接到常量装定器3的输出端。加法器23的输出端连接到向量分析器4的一输入端Im。
存储器21的输出端21a连接到乘法器26的一个输入端26a。乘法器26的另一输入端26b连接到加法器22的一个输入端以及连接到输出激磁电流指令i＊1d用的加法器19的输出端。加法器22的另一输入端连接到乘法器26的输出端。加法器22的输出端连接到向量分析器4的一输入端Re。
下面就介绍具有图6中所示的电路的感应电动机控制装置的动作。
感应电动机9运转期间，由向量振荡器18瞬时地检测感应电动机9的旋转通量的转动位置θo。测得的转动位置θo作为地址输入信号传送给存储器21。响应输入的转动位置θo，将激磁校正电流△i1d与每安培激磁电流指令i＊1d之比以及转矩校正电流△i1q与每安培转矩电流指令i＊1q之比分别从存储器21传送给乘法器26和25。
乘法器25和26产生分别与转矩电流指令i＊1q和激磁电流指令i＊1d成正比的转矩校正电流△i1q和激磁校正电流△i1d。
加法器22将激磁校正电流△i1d与从加法器19传送来的激磁电流指令i＊1d相加。其和(i＊1d+△i1d)被传送到向量分析器4的端子Re。
加法器23将转矩校正电流△i1q与从常量装定器3传送来的转矩电流指令i＊1q相加。其和(i＊1q+△i1q)传送到向量分析器4的输入端Im。
用于转矩电流分量指令i＊1q和磁通电流分量指令(即激磁电流指令)i＊1d的校正操作是在向量分析器4中进行的。将结果从分析器4传送到乘法器5。以与参照图1所述的同样方式，将三相原电流分量通过变换器6，电流控制放大器7，电力变换器8等输送给感应电动机9。将波动补偿电流分量输送给感应电动机9，因而可以保持低速范围内的平稳旋转。
在上述实施例中，被校正的是原电流i1的转矩电流指令i＊1q和激磁电流指令i＊1d，但不必校正两个分量。
来自由存储器21与乘法器25和26组成的校正电流发生器27的转矩校正电流△i1q被传送到加法器23，而能校正的只是转矩电流指令i＊1q。在这种情况，激磁电流指令i＊1d所需要的激磁校正电流△i1d就不必从校正电流发生器27输出。激磁电流指令i＊1d作为从加法器19的输出信号不作调整地加到向量分析器4的输入端Re。
反之，转矩电流指令i＊1q不必予以校正，并可加到向量分析器4的输入端Im。在这种情况下，激磁电流指令i＊1d所需要的激磁校正电流△i1d就从校正电流发生器27输出。
当原电流输入到感应电动机后，电检测副磁通φ2时，它引起一段预定时间的滞后。这种时滞称为“电时间常数”。
当图7中用参考符号P表示的阶跃信号作为原电流i1输送时，用参考符号Q表示的副磁通φ由于电时间常数以一时滞上升。在这种情况下，将一个用参考符号R表示的信号加到副磁通φ2上，可以抵消上述的延时。对于用参考符号R表示的电时间常数的补偿称为“超前补偿”。
当如图8所示的包括电阻器R1，R3和R4以及一个运算放大器A的超前补偿电路完成由校正电流所表示的例如从图6中所示的校正电流发生器27所传送的△i1q来校正时，因而可以减少电时间常数的延时。
如上所述，由于根据本发明可以减少很低转速荡围内的转矩波动，因此可以保持感应电动机在低速范围内的平稳旋转。


一种感应电动机的控制装置，包括一个检测器，一个存储器，一个校正电流发生器以及一个原电流校正电路。检测器检测由加到感应电机原绕组的多相原电流所产生的旋转磁通的转动位置。存储器贮存对应于测得的与磁通的转动位置相对应的周期地产生的转矩波动值的校正值，接收来自检测器的输出信号，以及输出贮存在存储器内的对应的校正值之一。校正电流发生器通过从存储器读出对应的校正值而产生一校正电流。原电流校正电路利用校正电流校正原电流。