专利名称:动态天线调谐的系统和方法本发明涉及天线调谐系统，尤其，但不唯一，涉及甚低频(VLF)天线的自动同步调谐，使用固态的或其相类似的产生移频键控调制信号或相类似的信号的发射机避免了因失谐引起的负载失配严重后果的敏感性，于是失配负载也可以高效、有效和动态地得到馈电。VLF波段(即3-30千赫)为世界范围的可靠通信提供了独特的特性。其传播主要靠垂直极化的地波方式，这种波在大地-电离层的波导中传播时衰减很小，并且几乎不受往往中断较高频率的传播的电离层干扰的影响，然而遗憾的是VLF波难于从那些以大地为基础的天线辐射出去，这是由于在实际使用中，天线尺寸被限制为波长很小一部分的缘故。一付电气上的短天线的激励需要发射机提供大量的、局部非辐射方式的无功功率，这种无功功率可能是所供给的有功功率的几百倍，由于天线附近的土壤产生的电阻损耗，只有一部分有功功率辐射出去。VLF发射天线通常由多个铁塔在最高实际高度处支撑的被绝缘的导线网构成，通过绝缘了的铁塔或引下线从地面馈电。天线的有效高度实际上就是这个实际的高度。本地的静电状态表现为与辐射电阻和地电阻串联的电容，但该容抗在单一工作频率上可用一个适当的串联电感予以抵消。最终形成的串联谐振电路的Q值通常是几百，所产生的一3分贝带宽对于移频键控(FSK)数据发射来说太窄了，尤其是在低频工作的情况下。在具有动态调谐的本发明出现之前，通信系统的设计师们被迫接受VLF/LF天线系统的带宽作为对移频键控发信速率的基本限制。地面传输一直限制为几百波特，而且有较宽天线带宽的中机载发射台则以大于1千波特的速率工作。展宽天线系统带宽的最简单方法是加一个串联电阻，这种方法会降低效率，仅在需要略微改进带宽时采用这种方法才是经济的。用于增加带宽的另一种唯一的实际方法是用电子学的方法变化调谐电感以使天线的调谐跟踪于发射机提供的激励频率。为了实现这种功能，已尝试了各种技术，包括使用非常大的铁氧体铁芯来调谐导磁率(雅各布M.I(Jacob，M.I)和布劳彻H.N(Brauch，H.N.)写的“高速键控VLF发射机”(“Keying VLF transmitters at high speed”)发表在“电子学”1954年第27卷第12号第148～151页)和具有矩形回路磁铁芯来控制可控硅整流器(SCR)(由本发明的受让人写的“用以增加带宽(CARBE)的控制天线电抗器”(“Controlled Antenna Reactor for Bandwidth Enhancement(CARBE)”)RADC TR-74-161)(1974年7月)。在这种现有的动态调谐中，像在上述电子学论文中所描述的那样，在二个螺旋线圈壳的每个之中都采用铁氧体电抗器，把天线带宽增加到72赫兹，结果在17.8千赫上频移100赫兹的辐射功率约为没有动态调谐时的二倍。每个电抗器被放置在23吨重的大油槽内，其中3.75吨为铁氧体材料。虽然激励电路的限制妨碍了电抗器达到其性能设计的水平，但至少证明了动态调谐的实用性。根据使用SCR和谐振充电电路，业已研制多种较高效率的激励器，并且已经发现矩形回路磁性材料可以在大信号条件下作为二态开关工作。如果用磁芯作为二态开关工作，则所需芯体的重量和体积小得多，例如，已经实现了用100千瓦发射机在37.2千赫上的1600波特速率的最小移位键控(MSK)的发射。天线带宽小于1/4频移-这确实是在没有本发明的动态调谐情况下的另一种不可能发信例子。并且已经得到了适用于电台特殊需要的带有动态调谐的VLF电台的组件动态调谐系统，这样，在每个指定频率上可以有效地发射200波特信号，而且具有100赫兹频移和160赫兹系统带宽，其结果是，实现了减小真空管发射机的压力并大大改进了直流对射频的转换效率。在那些对失谐引起负载失配特别敏感的固态VLF发射机的研制中，这些益处具有特殊意义，它们具有比它们所希望还高的工作效率和可靠性，否则，如果不同步调谐，就会有损耗。因此，本发明的一个目的是提供一种新的和改进的动态调谐装置和方法，特别适用于频移键控的VLF发射机，它们不受现有的系统的上述缺点的影响，但是它们提供具有高效率和窄频谱的同步动态调谐。另一个目的是提供一种具有普遍的应用性的新颖的动态天线调谐装置。其它的目的将在下文进行解释。总之，从更大的角度来看，本发明包括用于与键控发射机一起工作的VLF天线及其类似物的自动同步调谐的动态天线调谐系统，在组成上包括含有将该发射机与天线连接的可变调谐电感的交感器装置;含有连接到变感器装置的可变电感的耦合网络装置;含有连接到耦合网络装置的饱和铁芯平衡磁开关装置;含有用于产生控制脉冲以使磁开关装置饱和及复位的由充放电电路装置组成的控制电流发生器装置;含有响应于发射机频率的自动电路调谐装置，以使耦合网络装置的变感器装置和可变电感的可变调谐电感产生连续逐渐的变化，以得到使天线系统调谐到所希望的辐射频率的效果。优选的和最佳型实施例及其详细说明在下文说明。
现在参考附图对本发明进行描述，图1是本发明的优选实施例的方块图;
图2是图1中平衡饱和电感磁开关的电路图;
图3A和B是说明在图2的开关中发生的矩形回路磁性材料开关切换的磁滞特性的曲线图;
图4是图1的天线耦合网络的详细电路图;
图5是图1的控制电流发生器的电路图;
图6A、B和C分别是图5的控制电流发生器的电容器电压、控制电流和可控硅门输出对时间的函数关系的波形。
图7是射频开关电流(上轨迹)和该电路在工作时的控制电流(下轨迹)的示波图;
图8示出放大了的上述射频开关电流(上轨迹)和控制电流(下轨迹)的低频到高频阶跃变化区的示波图;
图9是开关电流(前景)和天线电流(背景)的示波图;
图10是天线电流阶跃变化区的示波图;
参阅图1，说明加到前述键控调制器3激励的VLF发射机(如
用型AN/FRT87)的动态天线调谐系统。
发射机射频输出通过主变感器＃1和＃2(微调)加到天线2上，该图示出在自动调谐电路5的控制下它们的变化的可能性。输入到自动调谐电路5的输入信号是来自调制器3的目标/空间基准10，来自发射机1的相位基准8，来自电流变压器7的天线取样电流4和来自操作控制和指示器9的状态及命令信号6。控制电流发生器11的输入信号是来自调制器3的目标/空间基准10和来自操作控制和指示器9的命令信号12。控制电流发生器11控制磁开关组件13，磁开关组件13连接到包括一个串联电感器L0和一个加到变感器元件＃1的分流可变电感器δL的耦合网络15。如下所述，自动调谐电路改变主要感器(由同轴联接G′图示)的微调调谐电感器＃2和合网络15的可变分流电感δL(由同轴联接G示出)。
因此，借助于磁开关13，切换可变电感δL进出耦合网络15，就可提供动态调谐。借助于与可变电感δL和微调调谐可变电感＃2，连在一起的自动调谐电路5实现把天线调谐到表示目标和空间的二个频率。如上所述，磁开关组件13在电路中表现为饱和电感(在图2中已被放大)，二个相同的条磁铁芯绕有相同射频圈数(N高频)。次级控制绕组(N偏置)放置在已绕有串联反向的射频线圈的铁芯上。以便当二个铁芯处于相同的磁性状态时，射频和控制绕组是去耦的。如图3A和3B所示，对于优选的磁性材料(如80%镍，20%铁的坡莫合金磁条)的B-H回线有二个由锐变化分开的线性区域，当磁性材料是“关断”或非饱和时(见图3A)，绕组铁芯呈现出一个很大的电感，并只流出很小的射频激励电流，此电流足以驱动铁芯工作点环绕高而窄的磁滞回线HL运动。图3A下部给出的B射频表达式法拉第感应定律。
B射频＝V射频2WA铁芯N射频≤7800高斯(坡莫合金)]]>当被一个外界直流磁通势(MMF)饱和时，条磁铁芯的磁导率下降到1，并且只剩下绕组电感。只要该偏置磁通势超过射频峰值磁通势铁芯将处于饱和状态、或“闭合”状态。如图3B所示安培电流定律表示为H射频＝N射频I射频2l铁芯≤H偏置＝N偏置I偏置l铁芯]]>
“关断”和“闭合”二种状态的特征在于优良的射频线性和低的射频损耗。仅仅在二种状态间的阶跃变化期间，在磁开关两端出现谐波电压。
磁性材料的开关能力是这样的，即用一个体积很小的铁芯就能做成为一个能力很强的VLF开关，最好是在变压器油里真空浸泡以得到绝缘和自然对流冷却。
磁开关13可被设计成当非饱和时，关断高达有效值10千伏的射频电压，当用70安培直流通过控制绕组而被饱和时，载流高达有效值为100安培的射频电流。通常把这种磁开关的“开关伏特-安培额定值”规定为关断状态电压有效值乘以闭合状态电流有效值的积，并以兆伏安(MVA)来表示，这是很有用的。例如，该磁开关13可在15-30千赫波段上标定为1.0MVA。在15千赫时初始的铁芯饱和定于10千伏极限值。虽然在更高频率时能关断更高的电压，但铁芯磁滞损耗就越大。饱和状态的电流容量由有关的发生器电路的控制电流容量、和由射频及控制绕组的综合损耗来确定。
结合图1如前所述该磁开关13对于本发明的动态调谐系统的电气设计是重要的;在最低工作频率f时，首先确定天线调谐改变△f时该磁开关所需的MVA值。该调谐好的天线可模拟成为一个具有集中在天线2的顶端部位的大电容C的等效串联RLC电路。总电感L包括来自铁塔和/或引下线以及调谐线圈的电感。总电阻R包括接地系统和线圈电阻以及辐射电阻。
电感改变△L产生的谐振频率频移△f可用下式表示△f＝2f( (△L)/(L) )＝8π2f3C△L
可以看出，在工作频率f(赫兹)和天线电流有效值I天线(安培)时，为改变天线的调谐电感△L(亨利)所需的总开关伏-安值与调谐网络的设计无关，它由下式给出VA＝I2天线(2πf)△L＝I2天线(4πL)△f＝I天线V天线(2 (△f)/(t) )＝4π△fC天线V2天线电压V天线约为天线顶端到地的电压。通常，在低频时要限制VLF电台的天线电压，而在高频时要限制发射机功率。在所限电压的波段内，对于固定的△f，开关伏安值是常数。超过划界处的频率，开关伏安值迅速下降。由于给定的磁开关的伏安容量是频率的慢增函数，因此它是处于对于本设计目的所极需的工作频段的低端。
在确定了一个给定电台所需的1.0MVA开关组件13的个数后，下一步是设计一个适当的电感网络15以使开关组件13耦合到天线电路2上，典型地是，该耦合网络15被并联在紧挨着发射机输出变压器上方的调谐电感＃1的两端，在所限电压的波段内，在某些电台用一个耦合变感器，使发射机网络耦合到天线网络上，这是总调谐电感的一小段。当所需的开关容量为其最大常数值时，发射机内可使用一个固定输出的变压器来耦合;耦合网络15的电压和电流传输比与磁开关13的电压和电流容量必须严格匹配。超过划界处的频率时，因为在可用的开关容量范围内降低天线开关伏安的要求可满足关断状态电压和闭合状态电流的许多组合，所以设计余量很大。
图4的电路和公式说明对有效的基本耦合网络所需的计算。串联电感L0的值取决于流过“闭合”状态的开关13的天线电流的大小。当开关13处于“关断”状态时，δL和L0的组合在主电感＃1的抽头a和b与开关13之间形成了一个分压器。如果该抽头的开路电压超出磁开关13的10千伏容量的某一实际范围，则图4的网络是很有用的。
开关的容量(VA)＝W△LI2天线＝V开路(o.c.)·I闭合(ON)I闭合(ON)＝( (Lab+M)/(Lab+L0) )I天线≤100A／组件V开路(O.C.)＝( (LabM)/(Lab+L0＋δL) )δLI天线≤10KV对耦合网络设计的挑战是在不对现有的线圈进行大的修改或不增设新而昂贵的大KVA线圈的条件下，在指定频率的每个电台里实现开关匹配功能，以得到所希望的△f的设定。对于高低音调的微调调谐也应做出规定。
为了使图2的平衡饱和电感电路当作高功率VLF开关使用，需要采用一种技术，以来回迅速地与被发射信号的频率变化同步地改变控制绕组的电流。在这阶跃变化期间，主要的电感能量必须被转入和转出控制绕组，而且必须在这种高频比特变化的持续时间内必须保持稳定的饱和磁通势。本发明利用可控硅整流器(SCR)和IC谐振充电电路来提供一种有效的可靠的控制电流发生器11(见图1和图5)。
对于低频发射而言，输入到磁开关13的控制电流等于零，这是由于反向串联绕组结构，所以在控制绕组N偏置上不出现射频电压(见图1和图5)。当存在的控制绕组电流足以在整个射频周期内维持两铁芯饱和时，类似的抵消作用就会发生，在控制电路里流着很小的射频电流。在阶跃变化期间，射频电压驱动着铁芯工作点来回围绕磁带回线的拐点(见图3A)，于是在控制电路内产生整流了的射频电流的电脉冲串。
图5是一个优选的控制电流发生器11的简化电路，而图6A、6B、6C示出其有关波形的示意图。为了便于解释，假定没有存在射频。当图6A中的时间t＝0时，储能电容器C被充电到正电压，所有的可控硅整流器(SCR)都不导通，磁开关13是处于“关断”状态，即非饱和状态。在图6B的t1时刻当主SCR被触发时，全部电容器电压ec(t)都加到开关7的控制绕组N偏置上，使很小的磁化电流流过而电压对时间积分集聚在磁芯材料内，在t2时刻当两个铁芯达到饱和时，只剩下绕组的自电感，并保证储能电容器C的迅速谐振放电。在t3时刻，略过1/4周期之后，该“偏置”SCR触发，“主”SCR关断将直流低电压源E偏置接到控制绕组N偏置以维持绕组电流在图6B的稳定值Ib上，直到下一个阶跃变化来临时为止。为了给下一个阶跃变化准备电路，储能电容器C经过“再充电”SCR、第二直流电源E直流和电压调节扼流圈CH再充电到一个适当的正电压。在t4时刻，由于“主”SCR(图6C)的触发，关断“偏置”SCR在阶跃变化开始回到低电流、低频率状态并将控制绕组电流流回储能电容器C中，电容器C谐振地再充电到负高压。在开关铁芯内集聚负的电压对时间的积分，直到“主”SCR最后关断为止，此刻，磁开关13已被复位到其打开(open)，即非饱和状态。第二次谐振再充电把储能电容器电压恢复到其初始的正值以为下一个开关的阶跃变化作准备。
根据本发明，与现有的SCR天线开关提案不同，现有SCR天线开关是以宽频谱的后果为条件，需要高速SCR和非常大的千伏安。图5的SCR电容器谐振充电电路包括图1中的驱动磁开关13的控制电流发生器11，该充电电路在阶跃变化区内引入极其重要的延迟，或渐变的开关切换现象(目标到空间)。这作为一种工作的结果会在控制电压较低时发生，不是突然地推动磁性材料开启和关断，因此在频率阶跃变化期间，围绕着图3的磁滞回线拐角运动，射频经历许多个周期。这样，由于很多个周期发生在磁放大器内在从开启到关断的变化期间，因此从开启到关断，该系统花费许多个射频周期围绕着磁滞上回线拐角运动。例如1毫秒渐变的开关切换阶跃变化可以发生在20千赫频率上约20个射频周期内。
本发明应用这种现象的结果是得到连续频率的开关变化，其中磁芯工作在饱和非饱和状态的每个周期不是随着天线在线性区域内产生的新反应而变化，而是随着条磁铁芯上的控制电压所引起的斜率的变化而变化。本发明可达到的调谐信号的窄频谱不同于现有技术所描述的突变的SCR天线开关中固有的宽频谱，它包含一个采用半比特率的频移，例如用200比特/秒说明最小移位键控(MSK)可包含100赫兹频移。只是载频和靠近的边带(即±200赫)将包括由接收机重复的频谱的残余部分。另外，上述现有技术的突变的开关切换导致丰富的边带，例如，对于1600比特而言，在这样的系统中30千赫的中心频率将包含充满整个频带的频谱，这种高速的开关切换与宽频谱相关。另外，具体地说，本发明的特征在于开关切换的逐渐操作，这就产生了一种希望的、非常窄的频谱，仅在阶跃变化期间产生谐波，而在开启与关断期间不产生谐波。
实际上，四个控制电流发生器11一直用于在键控速度达200波特时给图1中的开关13提供达80A的偏置电流脉冲。发射机1的键控信号(“KEY”)和来自中心控制计算机的数字通信通过光纤电缆送到控制逻辑电路。控制电流发生器11所产生的任何电路故障经过相同的连接线路向中心计算机报告，这样，一个备分的、在线的控制电流发生器11及其磁开关13就可自动地启动。
图7-10示出在上述磁开关/控制电流发器对13-11测试期间取得的一些波形。图7和图8示出当施加满额定值的射频电压和电流和发送200波特的重复信号(reversals)时在磁开关13的射频和控制绕组内的电流。应该注意的是，在频率阶跃变化期间，在控制电流的上面是如何出现射频电流的全波整流分量的，射频绕组电流是如何在大于1毫秒的一个周期内上下起伏变化的。射频的谐波有效地由高Q的谐振在基波频率的天线电路滤掉。
图9示出射频开关电流和(假负载)天线电流。为了供给具有高千伏安负载能力的开关，频移被置得很大(Fi＝19.880千赫到Fz＝23.975千赫)，不需要一个不现实的大的(假负载)天线电流。在这种情况下一个大的振幅调制必定发生在模拟的天线电流中。图10示出了天线电流波随着正比于发射机驱动信号和天线电流的瞬时频率的电压波动的放大图。动态调谐的阶跃变化满足于匹配和跟踪调制器3(见图1)的频率阶跃变化。在图10的背景上示出了同步波天线电流;直线一斜线踪迹表示发射机驱动频率(从19.880千赫到23.975千赫);以及曲线一斜线(左边)踪迹说明天线电流的频率，其右边的曲线-斜线说明发射机电流的频率。
通过使用电流发生器11控制的矩形回路平衡磁开关13的技术，它包括电容放电给由天线电流样值4开关的电感，样值4是借助于耦合网络的分流电感δL，和主变感器微调电感＃2的自动变量取得的，以本发明为基础的射频渐变的开关切换实现了，以使窄的VLF频谱成为可能。本发明中所有开关是在恒定电压情况下的，并且所有开关都是并联的这种结构，由于采用能够产生所需的大切换电流的有谐振可控硅开关能力的技术，能够采用制有标准组件的部件。
本文描述了优选的变感器和耦合网络的结构，很清楚，其它的网络也可应用，并且对于本领域内那些技术熟炼的人来说还可以做出进一步的修改，这些都认为是已经落入由所附
权利要求
1.一种用于和键控发射机一起工作的VLF天线或类似物的同步自动调谐的动态调谐系统，其组成为，含有将发射机与天线连接的可变调谐电感的变感器装置，含有连接到变感器装置的可变电感的耦合网络装置，含有由连接到耦合网络装置的饱和铁芯平衡的磁开关装置，含有用于产生控制脉冲以使磁开关装置饱合和复位的由充放电电路装置组成的控制电路发生器装置，含有响应于发射机频率的自动电路调谐装置，以使耦合网络装置的变感器装置和可变电感的可变调谐电感产生连续逐渐的变化，以得到使天线系统调谐到所希望的辐射频率的效果。
2.根据权利要求
1的天线调谐系统，其中所说的磁开关装置包括控制绕组装置，在控制电流发生器装置的控制下，由于在这种阶跃变化时该装置将电感能量转入或转出的控制绕组装置，控制绕组中的电流与发射机中的频率变化同步地、迅速地来回变化。
3.一种将发射天线与其FM发射机的射频能量的调谐同步地调谐的方法，它包括通过一个含有可变调谐电感的磁放大器开关，将天线连接到发射机上;在一个根据射频周期调整的开关切换的间隔内，控制磁放大器从开启到关断的激励。以便在闭合到关断的阶跃变化期间获得很多个相同的周期，借助于在所说的很多个射频周期期间发生的由于开关阶跃变化而产生的电感的明显的逐渐变化，使天线的调谐跟踪于发射机频率的变化。
4.根据权利要求
3所说的方法，其中所说的开关切换包括由电容器有效地放电给电感所产生的矩形平衡磁性开关切换。

一种特别适合于VLF移频(与开-关相反)键控发射机的动态天线调谐系统，采用饱和磁开关放大器，在天线与发射机之间提供可变调谐电感，控制该放大器以在开-关阶跃变化期间，产生渐变而不突变的射频切换，以使窄的VLF频谱工作成为可能。