用于晶体管逆变器功率晶体管的双变压器移相驱动电路制作方法

李力行, 窦志明

1987年12月9日

邮电部武汉通信电源厂导出引文BiBTeX, EndNote, RefMan

晶体管 逆变器 双变 功率 用于

1.一种用于晶体管逆变器功率晶体管的双变压器移相驱动电路，有饱和变压器B1、反馈电阻RF1、RF2、功率变压器B2、功率晶体管基极的限流电阻R5-R10、二极管D7、D8和控制电路D，其特征在于所述的双变压器移相驱动电路是有C1～C2、D1～D4、R1～R4构成的移相矩形波电压上升沿微分电路和前置放大级晶体管BG1、BG2组成2.根据权利要求1所述的晶体管逆变器功率晶体管的双变压器移相驱动电路，其特征在于所述的移相矩形波电压上升沿微分电路的电子元件C1～C2、R1～R4的参数取决于BG1、BG2、BG3、BG4的放大倍数和开关时间，并按下列关系式确定R3＝(0.1～1)β2(UD1-3-2.5)RF1/2UdC1＝(30～60)(Ton+Toff)×10-3/R3C2＝C1R4＝R3R1＝R2＝2R3D1～D4为硅二极管使输出的脉冲高度保证BG1、BG2饱和导通;输出的脉冲宽度保证驱动电路可靠的翻转3.根据权利要求1所述的晶体管逆变器功率晶体管的双变压器移相驱动电路，其特征在于所述的饱和变压器B1应先于功率变压器B2饱和并具有多个次级绕组，B1的自激振荡周期应大于市电周期(市电周期＝逆变器工作周期＝20毫秒)，并按相邻两周期移相角α的变量Δα确定，当逆变器A的工作频率为50赫(或60赫)时B1的自激振荡频率为40赫(或48赫)，移相角在0～π之间，Δα＜ (π)/6 4.根据权利要求1、2、3所述的晶体管逆变器功率晶体管的双变压器移相驱动电路，其特征在于由双变压器移相驱动电路E和控制电路D、逆变器A及滤波电路LC可以组成逆变器主回路为晶体管推挽电路或逆变器主回路为晶体管桥式电路的晶体管三端交流不间断电源设备5.根据权利要求4所述的晶体管逆变器功率晶体管的双变压器移相驱动电路，其特征在于双变压器移相驱动电路E和控制电路D，逆变器A及滤波器LC可以组成逆变器主回路为晶体管推挽电路或逆变器主回路为晶体管桥式电路的晶体管双电平正弦化脉宽调制逆变器

，具体地说就是用于晶体管逆变器功率晶体管的双变压器移相驱动电路特别适用于晶体管三端交流不间断电源设备和晶体管双电平正弦化脉宽调制逆变器作功率晶体管的双变压器移相驱动电路在本发明作出之前，晶体管三端交流不间断电源设备的逆变器和晶体管双电平正弦化脉宽调制逆变器传统的驱动电路为功率级大功率晶体管基极驱动电路，如图1，控制电路D产生一移相和互补的脉冲电压或双电平正弦化脉宽调制电压经R1或R2接到前置放大级晶体管BG1、BG2的基极，使BG1、BG2交替导通，在B3初级绕组产生矩形波电压，其幅值为2Ud，经B3降压后再经R5、R6限流加至功率级大功率晶体管BG3、BG4的基极，使BG3、BG4交替导通而完成逆变工作这种基极驱动电路有以下缺点1.由于上述基极驱动电路完全是他激驱动，因此大功率晶体管的基极电流IB3、IB4与集电极电流几乎无关，当负载严重过载或短路时，BG3(或BG4)集电极电流IC3(或IC4)急剧增加，当达到IC3＝βIB3时(或IC4＝βIB4时，β为BG3、BG4共发射极电流放大倍数)，IC3(或IC4)保持不变，晶体管脱离饱和状态，Vce增大，这样很容易进入正偏二次击穿而损坏功率级大功率晶体管2.大功率晶体管BG3、BG4的集电极都接有功率变压器B2，因此在启动逆变器时的第一个半波中，功率变压器B2的磁密B从0到正(负)的最大值BX，其伏秒面积为Ud· (T)/2 ＝｜BX｜·W21·S2……(1)(1)式中Ud为直流电压，W21为B2初级绕组匝数，S2为B2铁芯面积正常工作时，半周 (T)/2 内变压器磁密B从-Bm到+Bm，伏秒面积为Ud· (T)/2 ＝2Bm·W21·S2……(2)将式(2)代入式(1)得BX＝2Bm在设计变压器时，为降低变压器的重量和体积，一般取Bm为0.75倍左右的饱和磁密，因此基极驱动电路开机后的第一个脉冲若为 (T)/2 ，变压器B2在第一个半周内的末尾一定进入饱和状态，功率晶体管集电极电流急剧增大，往往造成开机时损坏功率级晶体管，为解决这个问题需用复杂的控制电路产生半波来开机，即使第一个脉冲宽度为 (T)/4 ;或采用高频脉冲开机，开机后再转为正常的50赫或60赫运行3.这种驱动电路如果受到外来干扰而失掉一个脉冲，使功率晶体管BG3(或BG4)连续导通一周，则也会出现因变压器B2饱和而导致功率级晶体管集电极电流急剧增大而损坏有人试图以双变压器自激振荡变换器驱动电路来解决这些问题，如美国专利US4004209名为《宽范围电源变换器》(WIDE RANGE POWER CONVERSION SySTEM)，但是由于它不具备移相功能而不能应用于晶体管三端交流不间断电源设备和晶体管双电平正弦化脉宽调制逆变器功率级晶体管的驱动本发明就是针对上述传统基极驱动电路的缺点作出的重新设计，目的是提供一种工作可靠、电路简单而廉价的双变压器移相驱动电路，输出一组相对于市电移相和互补的矩形波电压驱动功率级大功率晶体管，对功率晶体管的负载严重过载或短路时具有保护功率晶体管的作用;可以提高功率晶体管抗干扰能力;还能简化晶体管逆变器启动电路而节省费用，因而特别适用于晶体管三端交流不间断电源设备和晶体管双电平正弦化脉宽调制逆变器作功率级大功率晶体管的驱动电路本发明由先于功率变压器B2饱和并具有多个次级绕组的饱和变压器B1及其反馈电阻RF1、RF2和功率变压器B2、功率晶体管基极限流电阻R5～R10、二极管D7、D8构成的双变压器自激振荡变换器驱动电路，由误差放大、同步锁相和移相电路构成的控制电路D，以及由C1～C2、D1～D4、R1～R4构成的移相矩形波电压上升沿微分电路和前置放大级晶体管BG1、BG2构成的晶体管逆变器功率晶体管的双变压器移相驱动电路E组成如图2下面通过实施例对本发明作进一步说明，本发明用于逆变器主回路为晶体管推挽电路的晶体管三端交流不间断电源设备的电路简图如图2本发明亦可用于逆变器主回路为晶体管桥式电路的晶体管三端不间断电源设备，其电路简图见图7三端电源的开机顺序是先接通直流电源Ud，控制电路D输出一组移相和互补的50赫矩形波电压;同时逆变器A按逆变方式运行，经过几秒钟延时使控制矩形波电压与市电同步，然后接通市电使逆变器A按整流方式运行在接通直流电源Ud时，假定BG1和BG2都没有控制脉冲，则BG1和BG2都不导通，控制电路D不起作用，整个电路象双变压器自激振荡变换器驱动电路一样自激启动，假定功率晶体管BG3导通，其集电极电压近似为零B2的初级绕组1-2加上电压Ud，整个初级绕组1-4两端电压2Ud经过RF1、RF2加到B1初级绕组1-2两端，其方向为B1的1端为正，这时B1和B2都开始正向磁化，到t1时，(见图3)控制电路D的2-3端输出一组移相和互补的矩形波脉冲电压经R2、D2、R4、C2、D4和BG1的基射结be微分后，形成BG1的基极脉冲电流使BG1导通BG1导通后使B1初级绕组2端电压为零(BG3仍导通而不影响电路工作状态)，当B1继续正向磁化到达t2时，B1正向饱和换向，B1和B2初级电压反向开始负向磁化，到达t3时，控制电路D的1-3端输出一组移相和互补的矩形波脉冲电压经R1、D1、R3、C1、D3和BG2的基射结be微分后形成BG2的基极脉冲电流使BG2导通，BG2导通后使B1初级绕组1端的电压为零由于B1和B2初级电压已经是负半周，因此BG2导通也不影响电路正常工作状态相应点的电压波形如图3所示，达到t10时逆变器A才正式进入由控制电路输出的移相矩形波电压来控制，饱和变压器B1从此进入正常的不饱和运行状态在t10时，控制电路D的1-3端输出一组移相和互补的矩形波电压上升沿经微分后使BG2导通，BG2导通后使B1初级绕组1端电压为零，这时由于BG2和BG3同时导通，B1初级绕组被短路而使其电流减少，使次级电压反向而使BG3截止BG4导通，BG4导通后，B2的1端感应正电压，经RF2加到B1的初级绕组2-1，由RF1和导通的BG4的集射结到电源Ud的负端，此时B1初级绕组电压方向2端为正因此B1正向磁通进一步减少并负向磁化，从而保持次级电压极性3端为正，形成正反馈使BG4维持饱和导通这以后，逆变器A在控制电路D输出的移相脉冲触发下按逆变方式运行输出50赫正弦波交流电压经几秒钟延时后，控制电路D完成与市电同步锁相并发出信号接通市电，同时自动调整移相角α使三端电源按整流方式运行，输出稳定的直流电压对蓄电池进行浮充(见图4)转换过程中确保不间断供电，其输出功率可以制成几十瓦至数十千瓦的三端不间断电源设备移相角α随负载的大小、市电电压高低及蓄电池充电电流大小而自动调整，当α改变时，从α1增大到α2，则使相应导通功率晶体管如BG4导通的电角度变成π+Δα，而大于半周π本发明设计的饱和变压器B1自激振荡周期必须大于市电周期(市电周期＝逆变器工作周期＝20毫秒)，如果相邻两周期移相角α的变动量Δα愈大，则B1的自激振荡周期愈大，当工作频率为50赫(或60赫)时，一般B1自激振荡频率以40赫(或48赫)为宜，总的移相角α在0～π之间，Δα应小于 (π)/6 BG1、BG2基极脉冲电流的脉冲高度应保证BG1和BG2饱和，脉冲宽度应保证驱动电路可靠的翻转，而脉冲高度和脉冲宽度的数值是由C1、C2和R1～R4的参数决定的，这些元件的参数又取决于RF1、RF2的阻值和BG1、BG2、BG3、BG4的放大倍数及开关时间，并按下列关系式确定R3＝(0.1～1)β2(UD1-3-2.5)RF1/2UdC1＝(30～60)(Ton+Toff)×10-3/R3C2＝C1R4＝R3R1＝R2＝2R3D1～D4为硅二极管以上关系式中量纲 R(kΩ)、C(μf)、T(μS)、U(V)，Ton为BG1、BG2的开通时间，Toff为BG3、BG4的关断时间图5为本发明用于逆变器主回路为晶体管推挽电路的晶体管双电平正弦化脉宽调制逆变器电路简图相应点的电压波形图如图6，本发明亦可用于逆变器主回路为晶体管桥式电路的晶体管双电平正弦化脉宽调制逆变器，其电路简图如图8其工作原理为由直流输入端输入直流电压Ud，经逆变和滤波后在输出端输出50赫220伏正弦波交流电压Uo供给负载RL·E为本发明驱动电路，接受来自控制电路D的1-3和2-3端输出的双电平经正弦化脉宽调制的矩形波电压和逆变器大功率晶体管集电极电压反馈信号，输出一组互补的矩形波驱动电压到逆变器大功率晶体管的基极，驱动推挽大功率晶体管交替导通，而在功率变压器B2的初级1-3端产生一经正弦化脉宽调制的双电平电压，经B2变压后在其次级绕组的4-5两端得到大小合适的调宽电压，再经LC滤波后在输出端得到50赫220伏正弦波交流电压Uo供给负载RL从图6的(a)、(b)、(c)和(d)可以看出，图4和图6的驱动电路是一致的，唯一的区别在于图4的逆变器A的工作周期是按50赫开关的，而图6的逆变器A是按1000赫开关的因此微分电路的时间常数适当降低，约为30～150微秒图1至图8中，A为逆变器，B1为饱和变压器，B2为功率变压器，D为控制电路，E为本发明驱动电路，LC为滤波器，RL为负载，Ud为直流电源电压，Ui为市电电压，Uo为输出交流电压图1为传统的功率级大功率晶体管基极驱动电路图，其中B3为驱动变压器，EA为传统驱动电路图2为本发明用于逆变器主回路为晶体管推挽电路的晶体管三端交流不间断电源设备电路图图3为图2电路逆变方式开机时相应各点电压波形图其中UB11-2为饱和变压器B1初级绕组1-2两端电压波形，Ube1、Ube2分为晶体管BG1和BG2基射极间电压图4为图2电路整流方式工作时相应点电压波形图其中UD1-3和UD2-3为控制电路D1-3两端和2-3两端电压波形，UB21-4为变压器B2初级绕组1-4两端电压波形图5为本发明用于逆变器主回路为晶体管推挽电路的晶体管双电平正弦化脉宽调制逆变器电路图图6为图5电路相应点的电压波形图其中UB24-5为变压器B2次级绕组4-5两端电压波形，Ube3和Ube4为晶体管BG3和BG4晶体管基射极间电压波形图7为本发明用于逆变器主回路为晶体管桥式电路的晶体管三端交流不间断电源设备电路图图8为本发明用于逆变器主回路为晶体管桥式电路的晶体管双电平正弦化脉宽调制逆变器电路图综上所述，本发明的双变压器移相驱动电路，具有当负载严重过载或短路时，整个电路自动停振而保护大功率晶体管免遭击穿的功能;同时也免去了复杂的半波开机电路或高频脉冲开机转换电路;并且由于饱和变压器B1先于功率变压器B2饱和而使功率级大功率晶体管换向工作，当出现外部干扰而失去一两个控制脉冲时，也不会造成因功率变压器B2饱和而损坏大功率晶体管;还由于前置级晶体管BG1和BG2处于大功率晶体管BG3、BG4集电极高压侧工作，因此BG1、BG2集电极工作电流可以减少，相应地可以大大降低控制电路D输出的驱动电流，因而不仅简化了控制电路D的电路结构，而且可以简化功率放大级的电路结构因此本发明具有电路结构简洁、工作可靠、成本低廉和应用广的特点，可以适用于逆变器工作频率为50赫或60赫、400赫、1000赫乃至1000赫以上，逆变器功率可以从数十瓦至数十千瓦的晶体管三端交流不间断电源设备和晶体管双电平正弦化脉宽调制逆变器的功率级大功率晶体管作移相驱动电路